利用互调多项式和有效比特数对adc进行建模
在本文中，我们讨论了如何在系统仿真中建模ADC的另一种方法，这一次是通过使用有效比特数，并通过将5阶多项式引入理想量化器输入来调整ADC。
到目前为止，在本系列中，我们已经讨论了各种方法的优点系统模拟中的数据转换器的方法，特别是通过使用a使用有效数量或eNOB的建模方法。
现在，我们将通过添加一个新元素来继续讨论:直接调整ADC模型，将5阶多项式添加到理想量化器输入。
我们新的ADC模型的描述
我们之前的文章中呈现的模型不会导致任何不同的虚假频率（马刺）。由于马刺是ADC性能的重要特征，因此需要更好的模型。
如图1所示。
图1。
这为理想量化器的输入增加了一个五阶多项式。
两个音频输入应用于确定参数α一世(fC）和nE.(fC）;fC是音调之间的中心频率，如图2所示(您可以从图4中认出来)我们的第一篇文章）.
图2。
如果这些参数中的任何一个也是Δf(音调之间的分离)的函数，则ADC中可能存在内存非线性，这个模型将不适用。
例如，如图3所示的相同的双色调输入(在图3中进行了讨论)我们的前一篇文章用nE.= 8位，α3.= 0.04，以及所有其他α一世= 0。与我们前一篇文章中相同的Nyquist带宽(730.9 MHz)和“有趣带宽”(233.7 MHz)也存在。
图3。
图4显示了具有单音输入的输出，图5显示了具有双音输入的输出。
图4。
图5。
对于双音输入，互调产品出现在“有趣带宽”内，而对于单音输入则不然。
如果有人只在这个“有趣的带宽”内进行测量——例如，如果有一个数字带通滤波器只通过这个带宽，那么单音测试将无法捕捉到互调效应，而双音测试则可以。
图6绘制了5到12个输入位的各种sinad。很明显，在“有趣带宽”中测量的单音输入，不能捕获超过7位元的互调效应。
图6。
而且，对于超过7位的情况，由于量化噪声随着比特数的增加而降低，但互调失真保持不变，因此SINAD并不会随着比特数的增加而改善。
与制造商模式比较
亲爱的读者:你现在可能会想;“那又怎样?这些只是一些模型和它们对一些信号的反应。的目的是什么?”
目的应该是可以在ADC上进行双音测量，图1中所示的参数值挑选为最适合测量的ADC输出。这通常可以手动调节它们，直到获得良好的拟合。然后，简化模型可以以长误码率（BER）模拟使用。
这些测量可以在一个实际的设备上完成，也可以在设备的一个好的模型上完成，或者从制造商的数据表中获得。ag亚博科技
要成为一个很好的模型，它必须密切地近似实际设备;如完整的香料模型。这种复杂的模型将花费太长而无法在BER模拟中运行。
您的作者从制造商提供的是他们所谓的“行为”模型，他们声称捕获了特定模型ADC的所有重要参数。制造商的模型还考虑到内部和外部时钟抖动。这用于评估方法。
深浅不一的输入
图7显示了模拟设置。生成双色输入，然后输入您的作者和制造商的模型。两者都以光谱分析显示。
图7。
图8显示了所使用的输入。这两个音调在300和350兆赫之间。ADC采样频率约为250 MHz，因此这些音调位于第三奈奎斯特区。
由于每个都在-6.02 dbpeakfs，当它们增加阶段时，电压将是两倍多，导致0 dbpeakfs。
图8。
图9显示了制造商模型的输出，它的SINAD为63.74 dB，在“有趣的带宽”从大约27到107 MHz。
图9。
图10显示了为匹配调整作者的模型参数后的结果。
图10。
多项式系数给了足够的自由度，所以几乎完全匹配马刺。NE.11位在制造商的型号以下提供了3 dB的噪声底板，而nE.比制造商的型号高出3分贝。
你的作者决定使用10位的悲观值，这给了一个60.74 dB的SINAD。改进后的模型允许添加高达6 dB的加性高斯白噪声，因此N的值较高E.可以选择，并添加额外的噪音，以匹配噪音地板。
OFDM波形输入
现在可以将这两种模型与作为输入的通信波形进行比较。
商用软件包附带LTE机型;产生OFDM信号。该模型包括调制器、频率选择性瑞利衰落信道、加性高斯白噪声和解调器。
可以在解调器前插入ADC模型，评估ADC输出的频谱，OFDM信号的误差矢量大小，如图11所示。
图11。
采用64qam子载波的OFDM信号。作者的ADC模型的参数与图10中使用的参数相同。
市售的软件包使用复杂的信封表示法[3]以形成其信号。这仅允许通过复数跟踪样本到样本的调制信息，并且载波频率刚刚保持为已知的常数。因此，描述了描述波形所需的样本数量大大降低。
然而，ADC模型的输入需要在显式载体上是一个实际信号，以考虑ADC性能的差异作为输入频率的函数。因此，“复杂信封到载体上的复杂信封”和“载体上的真实承运人”转换[3]需要完成。
图12显示了两种ADC模型的OFDM信号输入。它与图8中所示的双音调以相同的频率为中心。
图12。
DBRMSFS级别为ADC模型为-7 dbrmsfs。
图13显示了制造商的模型的频谱，图14显示了作者的模型的频谱。由于adc的非线性，两者都显示出光谱再生。光谱非常接近。
图13。
图14。
图15显示了制造商模型的接收OFDM的星座，图16显示了作者模型的星座。
图15。
图16。
RMS和峰值EVM的比较是表3.这些结果的SNR为90 dB。
表3。
在-7 ~ -47 dBrmsFS范围内，两种型号的EVMs之间的均方根差为3.46 dB。
总的来说，作者的模型给出了与制造商非常相似的结果，只是一组相当简单的参数。没有关于制造商型号的信息，但它可能与你的作者的相似。
在任何情况下，使用作者模型时，模拟速度速度更快，因为没有必要在仿真软件之间传输数据。因此，您的作者模型用于图17所示的误码率（BER）模拟。
图17。
在设计带有ADC的系统时，一个重要的参数是相对于ADC满量程放置信号的最佳电平。
过低电平会导致信号相对于噪声和失真过小。
太高的水平导致过度剪裁，这也扭曲了信号。通常，允许一些剪裁的水平是最佳的。
从-41到-7 dBrmsFS三种不同信噪比和信号水平的误码率如图18所示。
图18。
在绕过ADC模型时，也显示了虚线是BER。利用ADC，大约有10dB的范围是最佳的，自动增益控制应保持该范围内的信号。
在下一篇文章中，我们将总结关于使用更好的模型的一些想法，并讨论一些关于dac的模型，以此结束本系列。请在下面的评论中分享你对这个系列的想法。
