基本MOSFET差分对

在本文中，我们将研究这种基本集成电路放大器拓扑结构的最简单的版本。

支持信息

• 离散半导体电路：差分放大器
• 半导体分立电路:简单运算放大器
• 绝缘栅场效应晶体管（MOSFET）

差分或单端？

有源电路的入门研究通常花大量的时间在标准的单端放大器配置上，例如。，共源，共门，发射极-跟随器。在熟悉晶体管操作、小信号分析和放大器特性的背景下，这当然是一个有价值的努力。但是,实际的单端放大器配置的价值是一个不同的故事 - 事实是，差分放大器主导现代模拟IC。有几个原因：

• 差分放大器应用增益不到一个输入信号，而是给出一个输入信号区别在两个输入信号之间。这意味着差分放大器自然地消除了两个输入信号中存在的噪声或干扰。
• 差分放大还抑制了共模信号 - 换句话说，将去除两个输入信号中存在的DC偏移，并且增益仅应用于感兴趣的信号（假设当然，当然，感兴趣的信号两个输入中不存在）。这在IC设计的背景下是特别有利的，因为它消除了对庞大的DC阻挡电容器的需求。
• 在差分对中发生的减法使得易于将电路纳入负反馈放大器，如果您读过负面反馈系列，您知道负面反馈是关于放大器电路可能发生的最佳事情。

这是唯一明智的期望这些好处伴随着显著的缺点，但IC制造的性质已经使差动配置几乎完全有益。两个关注点是1)较高的分量数和2)对称分量特性的重要性。你可以忽略第一点，因为在集成电路中增加几个晶体管的成本可以忽略不计。第二，集成电路技术恰好非常擅长实现芯片内部组件之间的一致性(这种一致性被称为“匹配”)。

在本文中，我们将通过概念讨论和模拟探索基本MOSFET差分放大器配置（即，不是太多的数学或复杂电路分析）。因为这一主题主要与IC实施相关，所以我们将使用特定于0.35μm的CMOS技术的NMOS模型;可以找到各种LTSPICE文件和一些相关信息这里．

一对MOSFET

这是电路:

请注意以下几点:

• 在现实生活中，电流源符号将被产生恒定电流的电路代替。（参考基本MOSFET恒流源欲了解更多信息。）但是，我们希望为这一介绍性分析保持良好而简单，因此在我们的模拟中，我们将使用理想的电流源代替恒定电流电路。
• 该电路的实际IC实现将用电流镜像用作“有效负载”的电阻器更换电阻。但是，如果我们的目标是了解差异对的功能，我认为我们应该从电阻版本开始。
• 微分对是关于平衡的。因此，为了获得最佳性能，电阻和mosfet必须匹配。这意味着两个fet的通道尺寸必须相同，并且R₁必须等于R.₂．为这两个电阻器选择的电阻值称为R_D（为了d雨水）。

直流分析

当两个输入接地时，让我们确定该电路的偏置条件。

两个漏电流的总和_D1和我_D2必须等于I._偏见．我们还知道，两个漏极电流相等，因为在这个理想化的分析中，两个电路的两半都是相同的。因此，

\ [i_ {d1} = i_ {d2} = \ frac {i_ {bias}} {2} \]

我们暂且假设晶体管处于饱和状态。饱和模漏极电流的方程如下:

\ [i_d = \ frac {1} {2} \ mu_nc_ {ox} \ frac {w} {l}（v_ {gs} -v_ {th}）^ 2 \]

（我们将忽略整个本文的频道长度调制。）已经建立了漏极电流（通过电流源），并且栅极绑在地节点上;这意味着源电压将稳定在任何值创造栅极到源极电压（V_GS.）对应于I的漏极电流_偏见/ 2。我们会让模拟为我们这件事。输出电压更容易：计算电阻器的电压降（i）_偏见/ 2）×r_D然后从正电源中减去该电压降。这是一个例子：

输出电压如预期的那样。考虑到阈值电压（V.源电压似乎是合理的_TH）对于这种香料，模型约为0.5 V;模拟告诉我们V._GS.对应于250μA的漏极电流约为0V - （-725 mV）= 725mV，其约为225mV_TH．

让我们回到我们关于晶体管处于饱和状态(又称“有源模式”)的假设。MOSFET放大器需要保持其传输特性的饱和部分，因为与三极管区域相比，饱和区域的增益更高、更稳定。为了确保饱和，漏极电压必须始终高于栅极电压减去阈值电压:

\ [V_ {DS} \组V_ {GS} -V_ {TH} \ \ \ Rightarrow \ \ V_ {GD} \ leq V_ {TH} \]

在这个例子中，漏极电压(又名V_出去)固定在2.05 V。这意味着我们对V有一个限制_在：共模输入电压不能超过2.05 V + 0.5 V = 2.55 V，因为当输入电压达到V._TH漏极电压高于漏极电压，MOSFET进入三极管区域。

共模拒绝

让我们做一个快速的模拟来证明我们自己的差动对不会放大共模电压。这是电路:

正如你所看到的，即使有1v共模输入，输出电压仍然在偏置电压- 2.05 V。对于这种共模抑制行为，一个简单的概念解释如下:输出电压的大小由漏极电流决定，而不是由输入电压决定。只要两个输入电压相同，固定偏置电流就在两个晶体管之间均匀分布，从而V_OUT1.和V._OUT2.不要换。

还要注意，栅极到源电压大致相同（因为漏极电流没有改变），尽管源电压增加以补偿门现在处于1 V而不是接地的事实。

差异增益

如果您记得以下内容，您可以了解此电路的差异动作：

• 我_D1+ I._D2= I._偏见
• V_S1= V._S2

如果Q的门处的电压₁高于Q栅极的电压₂，V._GS1.还必须高于v_GS2.，因为两个晶体管在源极端子处具有相同的电位。较高的栅极到源电压意味着更多的漏极电流，但漏极电流的总和保持不变 - 因此，i_D1增加和我_D2，这导致相应的V的减少_OUT1.和v相应增加_OUT2.．例如：

我们将通过模拟微分小信号响应并将模拟增益与理论增益进行比较来完成这一介绍性分析。让我们将共模电压恢复到0v，然后在Q的门上施加1mv的正弦波₁：

我们将定义输出电压为v_OUT1.- V._OUT2.;这使得仅使用v的增益加倍_OUT1.或五_OUT2.，并且还消除了与偏置电压相关联的DC偏移。这是一个与v的剧情_In1和差分输出电压：

这里我们有一个10mv的输出振幅和一个1mv的输入振幅;因此，我们模拟的微分增益是10。理论微分增益的公式为

\ [a_ {diff} = g_m \ times r_d \]

哪里g_米可以计算如下：

大概{2 \ [g_m = \ \ mu_nC_{牛}\离开(\压裂{W}{1} \右)I_D} = \√6 {\ mu_nC_{牛}\离开(\压裂{W}{1} \右)I_{偏见}}\]

SPICE模型具有μ_n= 148.2厘米²/ v·s和t_牛= 7.754×10⁹．我们可以计算c_牛作为

\ [c_ {ox} = \ frac {\ epsilon_ {ox} {t_ {ox}} {t_ {ox}} = \ frac {3.45 \ times10 ^ { - 11} \ \ frac {f} {m} {7.754 \ times 10 ^{-9} \ m} = 4.449 \ times10 ^ { - 3} \ \ \ frac {f} {m ^ 2}}

因此，

\ [\ mu_nc_ {ox} = 148.2 \ \ frac {cm ^ 2} {v \ cdot s} \ times \ left（4.449 \ times10 ^ { - 3} \ \ frac {f} {m ^ 2} \ oled）= 65.9 \ \ frac {\ mu a} {v ^ 2} \]

几乎已经完成：

大概65.9 {\ [g_m = \ \ \压裂{\μA} {V ^ 2} \ * \离开(\压裂{35 \ \μm}{\ \ 0.35μm} \) \ times500 \ \μA} = 0.00182 \ \压裂{一}{V} \]

完毕：

\[现代{diff} = 0.00182 \ \压裂{一}{V} \ \ times5 \ kω= 9.1 \]

计算值为9.1，模拟值为10:我觉得非常接近。

结论

基本MOSFET差异对是想要深入模拟IC设计的任何人的重要途径。我们可以对此电路说得多，但我们现在会在这里离开这里。在下一个文章中，我们将通过使用有效负载而不是漏极电阻来查看可以实现的改进性能。